1. 引言

1.1 概述

    在電動機調速傳動領域，“節約能源”和“靜音運轉”變得越來越重要。為了便于低功率電動機的控制，要求結構更加緊湊，實現控制單元內置和較低的總成本。在許多應用中，選擇使用逆變器的一個重要因素就是優化整個傳動系統的總成本與性能比。也就是說，系統必須具有以下優點：噪聲更低、效率更高、更小巧、更輕便、功能更先進、控制更精確而且成本要低。為滿足這些要求，飛兆半導體已經開發出Mini-SPM（Mini–智能功率模塊）系列產品。它們具有結構緊湊，功能強大和效率高的優點。基于Mini-SPM的逆變器是一款極具有吸引力，可替代常規的分立逆變器產品。它適用于采用低功率電動機驅動的產品，特別適合于洗衣機，空調，電冰箱和水泵等應用場合。

    Mini-SPM組合了優化的保護電路和與IGBT開關特征相匹配的驅動。通過集成欠壓保護功能和短路保護功能，系統可靠性得到了很大程度的提高。內置高速HVIC提供了一種無需光耦隔離的IGBT驅動能力，大大降低了逆變器系統的總成本。此外，集成的HVIC允許使用無需負電源的單電源驅動的拓撲。本使用說明書旨在詳細描述Mini-SPM功率電路的設計以Mini-SPM的應用。它提供的設計實例能夠幫助電動機驅動設計工程師，利用Fairchild公司的Mini-SPM產品，在較短的設計周期內創造出更優化的設計。

1.2 Mini-SPM 設計構思

    Mini-SPM設計的首要目標是要創造一種具有高可靠性的低功耗模塊。通過采用現有的IC和LSI轉移成型封裝技術，這一目標得以實現。Mini-SPM的結構相對簡單：功率芯片和IC芯片被直接焊接到銅質的引腳框架上，接著用陶瓷覆蓋引腳框架，最后放到環氧樹脂中澆鑄成型。相比之下，傳統IPM卻是由焊接在金屬或者陶瓷基底上的功率芯片和安裝在PCB上的分立器件組成，它們被集中封裝到塑料或者環氧樹脂中并填滿硅膠。Mini-SPM大大減少了器件的數量和材料的種類，優化了封裝工藝，降低了總成本。Mini-SPM設計的第二個重要優點是，產品尺寸縮小的同時獲得了較高的功率等級。在所有上市的低功耗模塊中，Mini-SPM產品具有最高的功率密度，采用相同的封裝，涵蓋3A 到30A 額定電流的SPM產品。設計的第三個優點是設計具有靈活性，使其獲得廣泛的應用。Mini-SPM系列主要擁有以下兩個靈活性特征。第一：帶有獨立的負軌道IGBT發射極的3-N端子結構。這種結構使得分流電阻和每個3-N端子能夠串聯放置，從而易于檢測單個逆變器的相電流。第二：高端IGBT開關dv/dt控制，可以通過在高端IGBT門極驅動電路中插入一個合適的電阻網絡來實現。通過適當設計電阻網絡，可以調整高端開關速度，從而很容易地解決關
鍵的EMI問題。

    Mini-SPM的具體特征和集成功能詳細描述如下：

    ●采用統一封裝形式，600V/3A-30A額定值（具有統一的機械布局）
    ●高效的低功耗IGBT和FRD，專為電動機傳動應用而優化設計
    ●全面的HVIC和IGBT協調測試，保證高可靠性
    ●3相IGBT逆變器，包括門極驅動和保護用的控制IC

    高端特征：控制電路的欠壓（LV）保護（無故障信號輸出）
    低端特征：欠壓保護和借助外圍分流電阻的短路保護（有故障信號輸出）

    ●內置HVIC，可以采用單電源和無需光耦的接口電路
    ●高電平有效輸入信號邏輯解決了VCC控制電源與控制輸入之間啟動與停止順序的約束問題，為Mini-SPM與3.3VCPU或DSP之間進行直接連線提供了故障保險能力。
    ●分立的三相直流負端，適應于要求采用獨立電流檢測的逆變器應用場合
    ● 額定絕緣電壓：每分鐘2500Vrms
    ● 陶瓷或DBC基底，確保漏電流極低。

1.3 Mini-SPM技術

    功率器件 – IGBT和FRD

    Mini-SPM性能的改進主要是三相逆變器電路中功率器件（比如IGBT和FRD）技術進步的結果。設計的基本目標是降低功率器件的管芯尺寸并增大其電流密度。Mini-SPM的IGBT代表了Fairchild公司最新的技術。
通過優化的PT平面IGBT設計，IGBT能夠維持在適合電動機控制場合的安全操作區域（SOA），同時顯著減少導通損耗和關斷損耗。另外，它們能夠在不犧牲其它特性的情況下，實現平穩的開關性能。FRD是正向壓降較低，具備軟恢復特性的超快二極管。

    控制IC－LVIC，HVIC     根據小功率逆變器傳動應用要求，Mini-SPM的HVIC和LVIC的驅動IC進行了最小功能設計。HVIC內置高電壓電平轉換功能，這樣可以將共地參考的脈寬調制（PWM）信號直接傳送到Mini－SPM的指定高端IGBT門極電路。該電平轉換技術允許無光耦接口，使得系統設計進一步簡化。除此之外，內置欠壓閉鎖（UVLO）保護功能在控制電源欠壓的情況下能夠中斷IGBT的工作。由于自舉電荷泵電路連接到Mini-SPM的低端VCC偏置電路，高端門極驅動電源可以從以控制地為參考的15V控制電源獲得。由于在逆變器系統中要求使用傳統的

    電源模塊，對于高端IGBT門極驅動來說，分別隔離的三個電壓源顯得不是很必要。 在HVIC技術領域取得的最新進展，包括晶圓技術的引入，使得芯片得以縮小。輸入控制邏輯由傳統的低有效轉變為高有效，允許與3.3V微控制器或DSP直接接口。這一措施使得電路電流下降，噪聲抑制能力增強，穩定性更高，能夠克服溫度波動的影響。 封裝技術因為散熱是限制功率模塊電流容量的重要因素，封裝的散熱特性直接決定了Mini-SPM的性能。散熱特性與絕緣特性之間存在一定的相互制約。一種好的封裝技術應該在不損失絕緣特性的情況下，具有較好的散熱特性。 在Mini-SPM中開發了一種技術：在引腳框架上直接覆蓋一層散熱特性良好的裸陶瓷材料。考慮到同樣大小的物理封裝尺寸上，目標的額定電流擴大到20A和30A，應用了DBC（直接鍵合銅）技術，這樣可以保證在低成本的條件下獲得最佳的性能。圖 1.1表示了Mini-SPM封裝的橫截面圖。從圖1.1(a)看出，引腳框架結構被彎曲，保證了必需的電氣間隙。從圖1.1(b)看出，引腳框架和DBC基底被直接焊接到Mini-SPM的引腳框架之中。 逆變器系統技術Mini-SPM封裝的設計滿足了逆變器系統要求的UL、IEC等基本標準以及爬電距離和電氣間隙等安規。在Mini-SPM中，所有施加高電壓的區域設置了3mm爬電距離和4mm電氣間隙。另外，銅框架外形以及線路連接是通過計算機模擬得到的，目的在于減少寄生電感，在高頻開關工作中便于抑制潮涌電壓。

    HVIC對噪聲很敏感，因為它不是一個完全的電壓隔離結構，而是采用高壓LDMO設計成具有電平轉移閉鎖邏輯，該邏輯能夠將傳遞來自高端門極和低端門極的信號。因此該設計對某些可能發生的失常現象，比如由于IGBT開關噪聲和系統外部噪聲引起的latch-on，latch-up，和latch-off效應，有良好的免疫能力。飛兆半導體在設計Mini-SPM還考慮了PWM短脈沖引起的高端故障的可能性。因為HVIC中的低電壓部分和高電壓部分都放置在相同的硅片上，當高電壓部分的電勢低于低壓部分的地時它不能正常工作。因此，考慮到可能會引起不正常工作的負電平的影響，需要提供充足裕量，加入軟關斷功能來保證在短路情況下IGBT能夠工作在基本的安全操作區。

1.4 Mini-SPM 逆變器傳動的優點

    SPM逆變器Engine平臺

    Mini-SPM是設計有統一的封裝形式，額定電流在的3A~30A范圍的一系列產品。圖1.2表示了Mini-SPM在每個額定電流范圍的結殼熱阻。從圖上看出，在15A、20A和30A范圍內，實現了高功率密度（尺寸功率比）的智能3相IGBT模塊。因此，在低功率范圍內，逆變器系統設計師們能夠使用Mini-SPM設計出額定功率在0.1KW~2.2KW之間任意一種功率的電路。鑒于電路和工具越來越標準化，產品開發和測試過程更加簡化，能夠顯著地降低開發時間和開發成本。通過強化電路板的標準化，總生產成本還可大幅降低，因為它簡化了原材料采購，保證了生產的連續性。

                                                                                   圖 1.2 Mini-SPM 系列產品結殼熱阻與額定電流的關系

    降低噪音小尺寸封裝和低功耗是是低功率模塊的兩個主要目標。但最近幾年，試圖利用過快的開關速度降低功耗的方法受到了越來越多的挑戰。過快的開關速度會導致dV/dt，di/dt和恢復電流的增加，并引起了其他挑戰性問題，如嚴重的EMI（電磁干擾），過高的潮涌電壓和高幅值的電動機漏電流。這些問題增加了系統成本并且縮短電動機壽命。Mini-SPM通過設計先進的門極驅動電阻，調整開關dV/dt維持在3kV/μsec左右，解決了上述問題。

    由于新一代IGBT具有較低的導通電壓，FRD的正向電壓較低，Mini-SPM實現了滿足低EMI要求的開關速度，同時使總功耗保持在一個低的水平，相當于或者小于其他低功耗模塊。

    低成本的電流檢測當無傳感器矢量控制和其他日益復雜的傳統控制方法應用到一般的工業用逆變器甚至消費家電用逆變器中時，對檢測逆變器的相電流的需求日益增加。Mini-SPM 系列模塊擁有一種3-N端子結構，它含有獨立的IGBT逆變器橋發射極接線端子。在這種結構中，能夠很容易地通過使用外圍分流電阻來檢測逆變器的相電流。

1.5 總結

    自從1999年SPM系列推出以來，飛兆半導體已經為消費電器和低功耗工業應用制造了數百萬的額定功率在300W~2.2kW的600V SPM系列產品。目前，SPM定位為一款適用于低功率電動機控制的逆變器的強勁的解決方案。由于它具有結構緊湊，性能優異，可靠性高和低成本的優點，SPM家族正加速推進小功率工業應用和消費電器的逆變器工程。Fairchild公司將繼續致力于開發下一代SPM產品，使其具有更高的額定功率，適用
于更多的應用場合。
關于飛兆半導體的SPM產品的更多信息，請訪問
http://www.fairchildsemi.com/spm

2.1 訂貨信息

2.2 產品系列（陣容）

2.3 應用場合
    適用于家用電器的電動機傳動，例如空調，洗衣機，電冰箱，洗碗機以及其他小功率工業應用。

2.4 封裝結構
    圖2.1 包括一張Mini-SPM圖片和一張Mini-SPM內部結構示意圖。Mini-SPM是一種超緊湊的功率模塊，它集成了功率器件，高端和低端門極驅動和保護電路，用于AC100 ~ 220V等級小功率電動機用逆變器控制，采用雙列直插式傳遞塑模封裝。

3. 外形和引腳說明

特征
●采用相同封裝形式，600V/3A-30A（額定值）（具有統一的機械布局）
●為電動機驅動應用而優化的高效低功耗IGBT和FRD
●緊湊和低功耗的封裝，使得逆變器的設計更加小巧
●全面的HVIC和IGBT協調測試，保證高可靠性
●包括門極驅動和保護用控制IC的三相IGBT逆變器

- 高端特征：控制電路欠壓保護（無故障信號輸出）
- 低端特征：欠壓保護和通過外部分流電阻的短路保護（有故障信號輸出）
●內置HVIC，提供單電源供電和無光耦接口
●IGBT開關特性與系統要求匹配
●陶瓷和DBC基底，保證較小的漏電流和高絕緣電壓
●分立的三相直流負端，適應于要求采用獨立電流檢測的逆變器應用場合
●高電平有效輸入信號邏輯解決了VCC控制電源與控制輸入之間啟動與停止順序的約束問題，為在MINI-SPM與3.3VCPU或DSP之間進行直接連線提供了故障保險能力。無需附加的外部順序邏輯。集成功能
●逆變器高端IGBT：門極驅動電路，高壓隔離的高速電平轉換電路，控制電源的欠壓（UV）保護
●逆變器低端IGBT：門極驅動電路，具有軟關斷控制的短路保護，控制電源的欠壓（UV）保護
●故障信號電壓(VFO)：對應于短路故障（低端IGBT）或欠壓故障（低端電源）
●輸入接口：兼容性3.3V，5V CMOS/LSTTL，Schmitt觸發器輸入，高電平有效。

5. 絕對最大額定值
5.1 最大電氣額定值

    Mini-SPM的IGBT發射極-集電極的額定電壓VCES為600V。VCES減去浪涌電壓（小于等于100V，由Mini-SPM的內部雜散電感產生）得到了浪涌狀態下的電源電壓VPN(Surge)，約為500V。此外，VPN(Surge)減去由于Mini-SPM和DC-link間的雜散電感產生的浪涌電壓（小于等于50V）得到額定電源電壓VPN約為450V。
短路工作假設在短路情況下關斷， VPN(Surge)減去由于Mini-SPM和DC-link電容間的雜散電感產生的浪涌電壓（小于等于100V）即得到VPN(PROT)，約為400V。

果。但是，強烈建議不要讓Mini-SPM在短路的條件下工作。

6.1 輸入/輸出管腳一覽

        表6.1給出了最大輸入電源電壓和故障輸出電壓。因為故障輸出端為集電極開路的，它的額定值就是VCC+0.3V，可以采用15V的接口電壓。但是，建議將故障輸出和輸入信號配置成5V的邏輯電源。同時建議在VFO連線的CPU和Mini-SPM兩端設置旁路電容，信號線盡可能靠近每個器件。每個輸入端的RC耦合（圖6.1中虛線所示）可能因PWM控制方案和PCB板布局的連線電阻而產生變化。

        Mini-SPM系列采用高電平有效的邏輯輸入，它避免了啟動和關斷操作中的控制電源和輸入信號間的時序限制。因此，系統具有自動防故障功能。另外，每個輸入電路中內置了下拉電阻。這樣，不需要采用外部下拉電阻，減少了所需外部器件的數目。此外，通過降低輸入信號的導通和關斷的閾值電壓，如表6.2示，可以直接將輸入信號連接到3.3V的微處理器或DSP上。

        如圖6.2所示，Mini-SPM的信號輸入部分連接了一個3.3 kΩ（典型值）下拉電阻。因此，當CPU輸出端和Mini-SPM輸入端之間連接一個外部濾波電阻時，必須考慮Mini-SPM輸入終端的信號壓降，以滿足開通閾值電壓的要求。例如：圖6.1中虛線表示的部分，R=100Ω和C=1nF。

注意:
1. 為了避免故障，每個輸入端的連線必須盡可能短（小于2-3cm）
2. 因為Mini-SPM內部集成了一個具有特殊功能的HVIC，接口電路與CPU終端的直接耦合是可行的，不需要任何光耦合器或變壓器隔離。
3. VFO輸出是一個集電極開路輸出。這個信號線通過一個大約4.7kΩ的電阻上拉到5V的外部邏輯電源電壓的正極。（參考圖6.1）
4. 推薦CSP15電容值是自舉電容的7倍以上。
5. VFO輸出脈沖的寬度由CFOD（引腳7）和COM（引腳2）之間的電容（CFOD）決定。（例：若CFOD=33nF，則tFO=1.8ms(typ.)）關于計算方法請參考第六條。

6. 輸入信號是高電平有效的。每個輸入信號線與GND端設有內置的3.3kΩ的下拉電阻。為CPU和Mini-SPM之間的RC耦合電路選擇合適的RC值，保證輸入信號與Mini-SPM的關斷/開通閾值電壓是一致的。
7. 為了防止保護功能出現錯誤，RF和CSC間的連線應盡可能的短。
8. 短路保護時間常數RFCSC應設置在1~2μsec。
9. 所有電容器應盡可能地靠近Mini-SPM的引腳。
10. 為了防止浪涌電壓破壞， 濾波器電容與電源引腳和接地引腳之間的連線應盡可能短。建議電源和接地引腳之間使用0.1~0.22μF之間的高頻無感電容器。除了減少局部電壓尖，這個電容的布置和質量都將直接影響傳導和輻射EMI。
11. 幾乎所有的家用電器都使用繼電器，這些繼電器必須與CPU保持足夠的距離，防止電磁輻射影響CPU。
12. 如果分流電阻與Mini-SPM之間的連接導線過長，過大的電感會引發極大的浪涌電壓，破壞Mini-SPM內部的IC。因此，分流電阻與Mini-SPM之間的連接導線應可能的短。另外，CSPC15（大于1μF）應該盡可能地接近于Mini-SPM的引腳。
13. 光耦合器能夠用作電（電壓）隔離。當使用光耦合器時，必須注意信號邏輯電平和光耦合器延遲時間。同樣因為VFO輸出電流的能力是1mA（最大），它不能直接驅動一個光耦合器，需要在光耦合器的一次側增加緩沖器電路。
14. 推薦RE(H)的值大于5.6Ω（最小值），小于20Ω。

6.3 分流電阻和緩沖電容的推薦接法
    外部電流檢測電阻被用來監測短路電流和相電流。分流電阻和緩沖電容間的連線過長，會引發過大的浪涌，破壞Mini-SPM的內部IC和電流檢測部件，同樣會使檢測信號畸變。為了減少這種模式電感量，分流電阻和緩沖電容間的連線應盡可能的短。

   如圖6.6所示，為了有效地抑制浪涌電壓，緩沖電容必須安裝在在合適的位置，推薦使用0.1～0.22μF的緩沖電容。如果緩沖電容被安裝在錯誤的圖6.6示位置‘A’，緩沖電容不能有效地抑制浪涌電壓。如果緩沖電容被安裝在錯誤的位置‘B’，緩沖電容和導線的接線電感產生的充電/放電電流會流過分流電阻。這會影響電流檢測信號， 短路保護的水平也會比設計計算值稍微低一些。‘ B ’ 位置的浪涌抑制效果比位置‘ A ’ 或‘C’好，位置‘C’是一個合理的折衷位置。該位置的浪涌抑制效果比位置‘A’好，而且不會影響電流檢測信號。所以，一般選用位置‘C’。

6.4 外部門極電阻 RE(H)
6.4.1 開關速度控制
    Mini-SPM的HVIC的Vs引腳沒有被連接到它們各自的IGBT發射極上。這為設計者提供很大的靈活空間，允許應用在不同的電路單元結構（參考圖6.7(A)）中。通常建議從實用角度出發進行電阻連線（如圖6.7-A）。但是對于某些應用，插入不同的電阻單元具有優勢。

   通過組合阻抗單元可以改變高端IGBT的開關特性。這種特征最吸引人的優點是能夠控制dv/dt的大小，從而改變逆變器的性能，滿足EMI對dv/dt的苛刻要求。以FSBB20CH60為例，圖6.8指出了RE(H)的改變對開關損耗和開關dv/dt的影響。當RE(H) 增加時，開關損耗顯著增加，但是dv/dt大大下降。

6.4.2 HVIC電壓應力的抑制
   HVIC的閂鎖（latch-up）問題主要由–VS，－VB和VBS過電壓引起的，這種過電壓起因為惡劣條件下的過度開關過程。比如： 當弱感負載短接到地端時，會有一股大電流通過連線。如圖6.9示：當高端IGBT的關閉時，會切斷大的短路電流，續流電流IF開始流過Rsh，DF和寄生電感。因IF的di/dt不斷增加，引起過大的VF。VF的這種變化會造成VS的大幅度負電壓和VBS的急劇上升，引發HVIC的故障，隨后損壞HVIC和IGBT。但是，利用RE(H)通過降低電壓應力可以防止HVIC的latch-up效應。圖6.10顯示了負載經過一段20CM的電線短接到地端時的實驗波形。當RE(H)=0Ω 時，IGBT關閉，VS的電壓應力為-60V，VBS的電壓應力為34V，周期為200nsec。這超過了HVIC的規格，破壞了它的穩定性。RE(H)越大，HVIC電壓應力越低。
E(H) 的推薦值為5.6Ω – 1/4W。當RE(H) 取推薦值時，開關特性幾乎與直接相連時一樣，VBS和–VS 的波動還能適當地減少。由于自舉電容通過RE(H)充電，如果RE(H)取值太大，在啟動時將會發生高端IGBT偶然穿通。為防止出現類似問題，推薦自舉電阻RBS至少是RE(H)的三倍。更詳細信息，請參考8.5“自舉電阻的選擇”。

6.4.3 RE(H) 的選擇
    當低端IGBT導通時，高端IGBT的集電極和發射極之間的dv/dt值增大。如圖6.11，dv/dt的增大，由CCG引起的iCG流過RG和RE(H)。如果VGE比高端IGBT的閾值電壓高，高端IGBT會立即導通。為了防止出現這個問題，必須提高RE(H)的上限。對于Mini-SPM, RE(H)被限制在20Ω之下。圖6.12給出了隨著RE(H)增大，低端開通過程的波形。顯然，RE(H)=100Ω時，Ic的反向恢復電流異常增大，這是因為高端IGBT瞬間導通。

7.2 欠壓保護
   LVIC具有一個欠壓閉鎖的功能，防止低端IGBT在門極驅動電壓不足的情況下工作。圖7.1給出了這個保
護的時序圖。
        a1 : 控制電源電壓上升：當電壓上升到UVCCR后，等到下一個開通信號時，對應的電路才開始動作
        a2 : 正常工作：IGBT 導通，并加載負載電流
        a3 : 欠壓檢測 ( UVCCD)
        a4 : 不論控制輸入的條件，IGBT關閉
        a5 : 故障輸出工作啟動
        a6 : 欠壓復位 ( UVCCR)
        a7 : 正常工作：IGBT導通，并加載負載電流

    HVIC具有欠壓閉鎖的功能，保護高端IGBT在門極驅動電壓不足的情況下工作。圖7.2說明了這個保護的時序圖。對于低的HVIC輔助供電情況，不提供Fo報警。

        b1 : 控制電源電壓上升：當電壓上升至UVBSR之后，等到下一個開通信號時，對應的電路才開始動作
        b2 : 正常工作：IGBT導通，并加載負載電流
        b3 : 欠壓檢測 (UVBSD)
        b4 : 不論控制輸入的條件，IGBT關閉，無故障輸出信號。
        b5 : 欠壓復位 (UVBSR)
        b6 : 正常工作：IGBT導通，并加載負載電流

7.3 短路保護

7.3.1 短路 (SC) 保護的時序圖

    LVIC具有一個內置短路保護功能。這個IC監控CSC引腳的電壓。如果這個電壓超過器件數據表指定的值VSC(ref)，則發布一個故障信號，下橋臂IGBT關斷。典型的最大短路電流由門極電壓決定。一個較高的門極電壓導致大的短路電流。為避免這個潛在的問題， 最大短路參考標準通常設置在正常集電極電流的額定值的1.7倍以下。圖7.3說明了LVIC短路保護時序圖。（含有外部分流電阻和CR的連接）
        c1 : 正常工作：IGBT導通，并加載負載電流
        c2 : 短路電流檢測（SC觸發）
        c3 : IGBT門極硬中斷
        c4 : IGBT 關閉
        c5 : 故障輸出計時工作啟動：
        故障輸出信號的脈沖寬度通過外部電容CFO設置
        c6 : 輸入“L” : IGBT 關閉
        c7 : 輸入“H”: IGBT 導通，但是在故障輸出有效的時間內，IGBT不會導通
        c8 : IGBT 關閉， 圖 7.3 短路保護功能時序圖

7.3.2 選擇電流檢測分流電阻

   圖7.4 給出了一個使用單分流電阻的短路保護電路舉例。檢測直流母線N（負）端的線路電流，保護信號通過RC濾波器傳遞。如果電流超過SC的參考標準，低端三相IGBT的所有門極進入關斷狀態，Fo故障信號會被傳遞給CPU。因為SC保護是非重復性的，當Fo故障信號輸出后，IGBT工作應該立即中斷。

   在短路的條件下，通過比較外部分流電壓與LVIC中的參考短路電壓，觸發內部保護電路。然后，驅動IC中斷低端IGBT門極，停止IGBT工作。電流檢測電阻的取值通過下面的公式計算：

    為了防止與短路電路故障相關的噪聲，需要一個RC濾波器（參考上面的RF CSC）。RC時間常數由施加噪音的時間和IGBT的耐壓能力決定。推薦將RC常數設定在1.5 ~ 2μs范圍內。當外部分流電阻的壓降超過短路保護水平時，這個電壓會經過RC濾波器施加到CSC引腳上。濾波器的延遲時間（t1）等于CSC引腳電壓上升到參考短路保護水平所需要的時間。表7.2說明了短路保護電平的標準。IC具有500nsec的消除內部噪聲的邏輯濾波延遲時間（t2）。另外，必須考慮典型IC的傳送延遲時間（t3）。 請參照表7.3

    三分流電阻電路比單分流電阻電路更加復雜。三分流電路的應用很普遍，因為它能夠獨立檢測每相電流。該電路成本低，簡單而且電流檢測性能好。圖7.5給出了典型的利用二極管的短路檢測電路。當使用這個電路時，必須考慮以下其他問題。此外應注意，該電路不具備精確檢測過流的能力，原因在于VF具有分散性和對溫度的依賴性。

     1. SC感應信號的延遲時間會增加，RF1 x CF1 時間常數延遲(t4) 也會增加，因此總的延遲時間
為：                                                                         TTOTAL = t1 + t2 + t3 + t4
     2. 增加的二極管會阻斷來自Csc引腳的IC漏電流（大約500 nA）。如果這個電流被加到電容Csc 上，Vcsc會有較大的增加，引發SPM在正常的條件下的門極封鎖現象。為了補償這個SC電流 檢測電壓的波動，Rcsc必須和Csc并聯。Rcsc的推薦值大約為47kΩ。
     3. 對于短路狀態，必須考慮二極管的壓降，從而設置SC保護的參考標準。公式說明如下：
                                                                                        VSEN = Vcsc + VF

8. 自舉電路

8.1 自舉電路的工作
   
    VBS 電壓等于VB (U, V, W) 和VS (U, V, W)的差值，它為Mini-SPM內部的HVIC提供電源。這個電壓的大小必須控制在
13.0~18.5V，以保證HVIC能夠完全驅動高端IGBT。Mini-SPM含有對VBS的欠壓檢測功能，以保證在VBS下降到最低指定電壓（參看數據表）時HVIC不會驅動高端IGBT。這個功能保證IGBT不在高功耗模式下工作。產生VBS浮動電源有許多方法，這里描述的自舉方法就是其中一種。該方法的優點是簡單，便宜。但是，自舉電容的電荷補充限制了導通周期和導通時間。通過一個外圍二極管，電阻和電容的組合電路形成自舉電源，如圖8.1所示。電流的流經路線參見圖8.1。當VS下拉到地時（通過低端線路或負載），VCC電源通過自舉二極管（DBS）和電阻（RBS）對自舉電容（CBS）充電。

8.2 自舉電容的初次充電

   對于初次的自舉充電，需要一足夠長的低端IGBT導通時間對自舉電容完全充電。初次充電時間（tcharge）

    實際上，Mini-SPM的Ileak一般為1mA。考慮功耗和可靠性，實際選擇的自舉電容一般是計算值的2~3倍。當高端IGBT關閉和VS電壓下拉到地端時，方可為CBS充電。因此，低端IGBT的導通時間必須足夠大，以保證CBS電容的消耗的電荷能完全得到補充。所以，要求低端BT有一個最小導通時間（或者高端IGBT關斷時間）。自舉電容必須盡可能地放置在靠近SPM引腳的地方。為了使電路具有良好的局部去耦合能力，至少使用一個低ESR的電容。例如，如果自舉電容采用電解電容，則需要在SPM附近設置另一個陶瓷電容；如果自舉電容是陶瓷電容或者鉭電容，則滿足了局部去耦合要求。

8.4 自舉二極管的選擇

    當高端IGBT或二極管導通時，自舉二極管(DBS)承受整個的母線電壓。因此，推薦其耐壓大于600V。為了使從自舉電容回流到VCC電源的電荷量最小，自舉二極管應該選擇快速恢復（恢復時間<100ns）型的器件。同樣，如果需要自舉電容儲存很長時間的電荷，自舉二極管需要承受大的反向電壓漏電流。

8.5 自舉電阻的選擇

    自舉電阻和自舉二極管的配合使用可以降低dVBS/dt，同時自舉電阻還決定了自舉電容的充電時間。也就是說，如果低端IGBT的最小導通脈沖寬度或者高端IGBT最小關閉脈沖寬度是tO，在脈沖周期內自舉電容會被充電，使得電容電壓變化量為ΔV。因此，自舉電阻的大小可以通過下面的公式計算得到。

   另外一個決定RBS的重要因素是在初次充電周期內RE(H)上電壓降。圖8.2表示了初次充電周期內自舉電容充電的電流路徑。若RE(H)上的壓降比高端IGBT的閾值電壓高，高端IGBT既被設置成開通模式，引起橋臂直通。因此, RE(H)上的壓降必須低于IGBT的閾值電壓，RE(H)的計算公式如下：

    總而言之，RBS 取上面兩個方程計算得到的較大值，額定功率要大于1/4W。注意，如果dVBS/dt的增量
顯著下降，VBS欠壓可能會突然導致啟動期間丟失部分脈沖。

8.6 PWM逆變器工作期間，自舉電容的充電和放電

    當高端IGBT關斷時，VCC電源經過自舉二極管(DBS) 和電阻 (RBS)對自舉電容器(CBS)充電，VS會被下 拉到地端。當高端IGBT導通時，自舉電容放電。 例1: 初次充電時間的選擇 根據式(8.1)，計算初次充電時間的最小值。 條件：
        CBS = 22μF
        RBS = 20Ω
        RE(H) = 5.6Ω
        Duty Ratio(δ)= 0.5
        DBS = 1N4937（600V/1A 額定值）
        VCC = 15V
        Vf = 0.5V
        VBS (min) = 13V
        VLS = 0.7V

8.7 推薦的自舉工作電路和參數

9. 功耗和散熱設計

9.1 Mini-SPM的損耗

    Mini-SP的損耗主要包括IGBT和FRD的導通損耗和開關損耗。關斷穩態下的損耗可以忽略不計，因為它很小，僅僅造成器件溫度的小幅上升。導通損耗由器件的電氣參數決定，比如飽和電壓。因此，導通損耗是導通電流和器件結溫的函數。另一方面，開關損耗由電路的動態特性決定，比如開/關時間和過電壓/過電流。所以為了獲得精確的開關損耗，我們必須考慮系統的直流母線電壓，采用的開關頻率和功率電路局以及功率電路的電流和溫度。在本章中，以電動機控制應用的PWM逆變器系統為基礎，給出了Mini-SPM兩種損耗的詳細計算公式。適用于采用3相連續正弦PWM (SPWM)的情況。對于其他情況，比如3相斷續PWM，請參考文章
     "Minimum-Loss Strategy for three-Phase PWM Rectifier, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 46,No. 3, June, 1999 by Dae-Woong Chung and Seung-Ki Sul”。

9.1.1導通功耗

9.1.2 開關功耗

    不同的器件具有不同的開關特性。同時器件的開關特性會隨加載電壓/電流和工作溫度/頻率變化。但是，
在一個給定環境下，開/關損耗的能量（焦耳）認為是電流與電壓的乘積對時間的積分，通過試驗方法可以間
接估算開關損耗的大小。因此，在一個開關周期內，開關損耗相對切換電流的線性關系可以描述為：

    圖9.1說明了一個安裝在散熱器上的Mini-SPM的熱等效電路。對于結損耗PD穩定不變的情況，結溫Tj計
算公式為：

    式中Ta 是環境溫度，Rθjc, Rθch, 和Rθha分別表示Mini-SPM內部每個IGBT和二極管的結殼熱阻，殼與散熱器間熱阻，散熱器與環境間熱阻。參考圖9.1，鑒于熱阻過大，虛線表示的器件Rθca的分布可以忽略。

    式(9.11)中，對于受限制的Tjmax (125°C)而言，顯然降低Rθha可以導致PD增加。這說明一個冷卻效率高的系統會增加Mini-SPM 的功率擴散能力。如果Rθch,和Rθha被降低到0，結殼溫度Tc 被限定在固定的環境溫度Ta，那么則需要一個無限大的散熱器。在實際的運行中，功耗PD是周期性的，因此必須考慮圖9.1所示的瞬時RC等效回路。對于脈沖功耗，熱容效應會延緩結溫的上升，因此允許一個較大的SPM負載。

    圖9.2表示了FSBS15CH60的熱阻曲線。可以看到，大約10秒后，熱阻趨于飽和。其他類型的SPM也表現出了相似的特性。

9.3 溫升考慮和計算實例

    圖9.3所示“有效電流與載波頻率特性”，給出了使用典型特征參數的損耗計算結果。條件如下：
條件：VPN=300V，VCC=VBS=15V，VCE(sat)取典型值；開關損耗取典型值，Tj=125°C，Tc=100°C，
Rth(j-c)取最大值，P.F=0.8，3相連續PWM調制，60Hz正弦波輸出。

    說明:在不同的控制方案和電動機傳動系統類型下，上面的特性可能會不同。圖9.3給出在Tc=100°C條件下工作的逆變器的特性。它說明，當結溫Tj上升到平均結溫125°C（高達該溫度Mini-SPM還能夠安全工作）時，仍然可以輸出的有效電流Io。

10. 封裝

10.1 散熱器安裝

        當把SPM固定到散熱器上時，必須遵守下面的注意事項，以保證散熱器效果達到最佳，器件受到的應力最小。

散熱器

    當把散熱器安裝到Mini-SPM時，請遵守廠商的使用說明。在安裝散熱器時，小心不要對器件施加過大的壓力。嚴格按照指定要求為散熱器鉆螺絲孔。消除表面凹凸不平的鋸齒和毛刺，保證表面光滑。參照表10.1。安裝到散熱器上的器件在工作時非常熱，請不要觸摸，以防燒傷。

硅膠
    
    為了降低接觸熱阻，在SPM和散熱器之間填充硅膠。確保涂抹稀薄和均勻，不要使用過量。在這種情況下，使用的硅膠層必須均勻一致（厚度100 ~ 200um）。

緊固螺絲扭矩

    不要超過指定的緊固扭矩。螺絲擰得過緊，會造成陶瓷破裂，產生毛刺并破壞鋁質散熱片。固定螺絲保持在一定的扭矩以下會引起接觸熱阻的飽和。建議根據表10.1確定緊固扭矩，以獲得合適的接觸熱阻，避免對器件施加過大的壓力。避免一側固定產生的應力。圖10.1說明了固定螺絲時，推薦的緊固扭矩大小。安裝不平會造成SPM的陶瓷基底受到破壞。

10.2 裝運規范
   
    裝運半導體時，不正確的操作會對器件的熱應力和/或機械應力造成影響，可能導致器件電氣性能和/或可靠性大大降低。

搬運

    小心搬運器件和包裝材料。為避免器件損壞，不要投拋器件。在運送過程中，確保器件不受機械沖擊和振動。防止器件受潮，潮氣會對封裝造成負面影響（消除抗靜電劑的功效）。把器件放置在特制的導電架上。當搬運器件時，手持包裝，不要接觸引腳，特別是門極端子。按照正確方向放置包裝箱。放置時正面朝下，傾斜或者施加不均勻的壓力，可能導致器件引腳損壞或樹脂外殼損壞。投擲或者下拋包裝箱很可能破壞器件。包裝箱潮濕可能導致器件工作時崩潰。在雨天或雪天搬運時，注意不要弄濕包裝箱。

存儲

    1) 器件存儲時，不能暴露在潮氣或陽光下（特別小心雨雪天氣）
    2) 放置器件包裝箱時，正面朝上。垂直堆放包裝箱。不要將包裝箱側放
    3) 貯藏地方的溫度控制在5°C－35°C，濕度控制在40－75%
    4) 不要貯藏在含有有害的（特別腐蝕的）氣體，或有灰塵的環境中
    5) 貯藏地方的溫度波動要小，溫度的迅速改變會使器件受潮，導致引腳氧化或腐蝕，造成引腳可焊性退化。
    6) 對器件重新包裝時，請使用防靜電的箱子。不用的器件空置時間不能超過一個月。
    7) 器件貯藏時，不允許對它們施加外部壓力或負荷。

環境
     
    1) 當工作環境的濕氣下降時，人體和其他絕緣體很容易因為摩擦攜帶靜電。推薦工作環境的濕度控制在40%－60%。注意，產品從防潮包裝箱取出來之后，存在吸收潮濕水份的風險。
    2) 確保工作區域內所有的設備，夾具和工具都是接地的。
    3) 工作區的地面鋪設導電墊，或者采取其他適當的辦法，保證地板表面是接地的，便于分散靜電。
    4) 工作臺表面覆蓋一層導電墊，并且接地，以分散桌面的靜電。工作臺表面不能是低電阻的金屬材料，否則當被充電的器件接觸桌面時，會引起快速靜電放電。
    5) 確保工作椅子有一層抗靜電紡織品覆蓋，并且通過接地鏈連接到地上。
    6) 在貯藏架的表面安裝抗靜電墊。
    7) 為了器件運輸和暫時貯藏，須使用由抗靜電材料制成的容器，以分散靜電。
    8) 確保與器件包裝箱接觸的手推車表面由能夠傳導靜電的材料制成，并且通過接地鏈連接到地表面。
    9) 操作員必須穿抗靜電的衣服和能導電的鞋子（或腿帶或腳帶）。
    10) 操作員必須穿上通過1MΩ的電阻器連接到地的手腕帶。
    11) 如果使用的鑷子可能接觸到器件的接線端，請使用抗靜電的鑷子，避免使用金屬鑷子。如果被充電的器件接觸這樣低電阻工具，會發生迅速放電。當使用真空鑷子時，請使用連接到專門地、能導電的夾具夾在鑷子的頂部，很顯然為了防止靜電。
    12) 當貯藏已安裝器件的電路板時，請使用木板容器或袋子來防止靜態。保持它們相互隔離，不要讓它們堆疊在一起，以防止由于摩擦發生靜態充電/放電。
    13) 保證帶入靜電控制區的物品（例如夾板）由防靜電材料制造。
    14) 為了預防身體與器件直接接觸，確保穿戴防靜電手指套或手套。

電擊（觸電）

    正在進行電氣特性測量的器件會引起電擊（觸電）的危險。不要接觸這些器件，除非測量設備處于斷電狀態。電路板涂覆在高可靠性的設備或極端環境（存在潮氣，腐蝕性氣體或灰塵）下使用器件時，電路板需要涂上保護層。然而，在涂覆電路板之前，你必須小心地檢查壓力影響和可能帶來的污染。根據經驗，在大多數情況下，有很多不同類型的涂面樹脂可供選擇。但是，因為安裝器件的電路板的用途多種多樣，電路板的因素，如 板大小，板厚度也不同，器件的相互影響等也不同，預測半導體將要承受的熱應力和機械應力實際上是不可能的。